Návrh oscilátoru založeného na aktuálním režimu pro zesilovače zvuku třídy D: 6 kroků

2024 Autor: John Day | [email protected]. Naposledy změněno: 2024-01-30 08:18

V posledních letech se výkonové zesilovače zvuku třídy D staly upřednostňovaným řešením pro přenosné zvukové systémy, jako jsou MP3 a mobilní telefony, kvůli jejich vysoké účinnosti a nízké spotřebě energie. Oscilátor je důležitou součástí zvukového zesilovače třídy D. Oscilátor má důležitý vliv na kvalitu zvuku zesilovače, účinnost čipu, elektromagnetické rušení a další indikátory. Za tímto účelem tento článek navrhuje obvod oscilátoru řízený proudem pro výkonové zesilovače třídy D. Modul je založen na aktuálním režimu a implementuje hlavně dvě funkce: jednou je poskytovat trojúhelníkový vlnový signál, jehož amplituda je úměrná napájecímu napětí; druhým je poskytnout signál se čtvercovou vlnou, jehož frekvence je téměř nezávislá na napájecím napětí, a pracovní poměr signálu se čtvercovou vlnou je 50%.

Krok 1: Princip oscilátoru aktuálního režimu

Principem práce oscilátoru je řízení nabíjení a vybíjení kondenzátoru proudovým zdrojem prostřednictvím spínací trubice MOS pro generování signálu trojúhelníkové vlny. Blokové schéma konvenčního oscilátoru založeného na běžném proudu je znázorněno na obrázku 1.

Návrh oscilátoru založeného na aktuálním režimu pro výkonové zesilovače zvuku třídy D.

Na OBR. 1, R1, R2, R3 a R4 generují prahová napětí VH, VL a referenční napětí Vref dělením napětí napájecího napětí. Referenční napětí je poté vedeno strukturou LDO zesilovačů OPA a MN1 za vzniku referenčního proudu Iref, který je úměrný napájecímu napětí. Existují tedy:

MP1, MP2 a MP3 v tomto systému mohou tvořit zdroj zrcadlového proudu pro generování nabíjecího proudu IB1. Zrcadlový zdroj proudu složený z MP1, MP2, MN2 a MN3 generuje vybíjecí proud IB2. Předpokládá se, že MP1, MP2 a MP3 mají stejné poměry šířka k délce a MN2 a MN3 mají stejné poměry šířka k délce. Pak existují:

Když oscilátor pracuje, během fáze nabíjení t1, CLK = 1, trubice MP3 nabíjí kondenzátor konstantním proudem IB1. Poté napětí v bodě A stoupá lineárně. Když je napětí v bodě A větší než VH, napětí na výstupu cmp1 se otočí na nulu. Logický řídicí modul se skládá převážně z klopných obvodů RS. Když je výstup cmp1 0, výstupní svorka CLK je invertována na nízkou úroveň a CLK je vysoká úroveň. Oscilátor vstupuje do vybíjecí fáze t2, v tomto okamžiku se kondenzátor C začne vybíjet konstantním proudem IB2, což způsobí pokles napětí v bodě A. Když napětí klesne pod VL, výstupní napětí cmp2 se stane nulovým. Klopný obvod RS se převrací, CLK stoupá vysoko a CLK klesá, čímž se dokončí doba nabíjení a vybíjení. Protože jsou IB1 a IB2 stejné, jsou doby nabíjení a vybíjení kondenzátoru stejné. Sklon stoupající hrany trojúhelníkové vlny bodu A se rovná absolutní hodnotě sklonu sestupné hrany. Signál CLK je tedy signálem s obdélníkovou vlnou s poměrem zátěže 50%.

Výstupní frekvence tohoto oscilátoru je nezávislá na napájecím napětí a amplituda trojúhelníkové vlny je úměrná napájecímu napětí.

Krok 2: Implementace obvodu oscilátoru

Konstrukce obvodu oscilátoru navržená v tomto článku je znázorněna na obrázku 2. Obvod je rozdělen do tří částí: obvod generující prahové napětí, obvod generující nabíjecí a vybíjecí proud a obvod logického řízení.

Návrh oscilátoru založeného na aktuálním režimu pro zvukové zesilovače třídy D Obrázek 2 Implementační obvod oscilátoru

2.1 Jednotka generování prahového napětí

Část vytvářející prahové napětí může být tvořena MN1 a čtyřmi napěťově dělícími odpory R1, R2, R3 a R4 se stejnými hodnotami odporu. Jako spínací tranzistor je zde použit tranzistor MOS MN1. Když není na vstupu žádný zvukový signál, čip nastaví terminál CTRL na nízkou hodnotu, VH i VL jsou 0V a oscilátor přestane fungovat, aby se snížila statická spotřeba energie čipu. Pokud je na vstupu signál, je CTRL nízká, VH = 3Vdd/4, VL = Vdd/4. Vzhledem k vysokofrekvenční činnosti komparátoru, pokud jsou bod B a bod C přímo připojeny ke vstupu komparátoru, může být elektromagnetické rušení generováno na prahové napětí prostřednictvím parazitní kapacity tranzistoru MOS. Tento obvod proto spojuje bod B a bod C s vyrovnávací pamětí. Simulace obvodů ukazují, že použití nárazníků může účinně izolovat elektromagnetické rušení a stabilizovat prahové napětí.

2.2 Generování nabíjecího a vybíjecího proudu

Proud úměrný napájecímu napětí lze generovat pomocí OPA, MN2 a R5. Protože zisk OPA je vysoký, rozdíl napětí mezi Vref a V5 je zanedbatelný. Kvůli efektu kanálové modulace jsou proudy MP11 a MN10 ovlivněny napětím zdroje. Proto nabíjecí a vybíjecí proud kondenzátoru již není lineární s napájecím napětím. V tomto provedení současné zrcadlo používá strukturu cascode ke stabilizaci napětí zdroje odtoku MP11 a MN10 a snížení citlivosti na napájecí napětí. Z hlediska střídavého proudu struktura cascode zvyšuje výstupní odpor aktuálního zdroje (vrstvy) a snižuje chybu ve výstupním proudu. K zajištění předpětí pro MP12 se používají MN3, MN4 a MP5. MP8, MP10, MN6 mohou poskytovat předpětí pro MN9.

2.3 Sekce ovládání logiky

Výstupem CLK a CLK klopného obvodu jsou signály se čtvercovými vlnami s opačnými fázemi, které lze použít k ovládání otevírání a zavírání MP13, MN11 a MP14, MN12. MP14 a MN11 fungují jako spínací tranzistory, které fungují jako SW1 a SW2 na obrázku 1. MN12 a MP13 fungují jako pomocné elektronky, jejichž hlavní funkcí je redukovat otřepy nabíjecího a vybíjecího proudu a eliminovat jev ostré střelby trojúhelníkových vln. Fenomén ostrého střílení je způsoben hlavně efektem vstřikování kanálového náboje, když je tranzistor MOS ve stavovém přechodu.

Za předpokladu, že jsou odstraněny MN12 a MP13, když CLK přechází z 0 na 1, MP14 se zapne do vypnutého stavu a zdroj proudu složený z MP11 a MP12 je nucen okamžitě vstoupit do hluboké lineární oblasti z oblasti nasycení a MP11, MP12, MP13 jsou Kanálový náboj se vytáhne ve velmi krátkém čase, což způsobí velký závadový proud, způsobující špičkové napětí v bodě A. Současně MN11 přeskočí ze stavu vypnuto do stavu zapnuto a současné vrstvy složené z MN10 a MN9 přecházejí z hluboké lineární oblasti do oblasti nasycení. Kanálová kapacita těchto tří trubic se nabije v krátké době, což také způsobí velký proud Burr a špičkové napětí. Podobně, pokud je odstraněna pomocná trubka MN12, generují MN11, MN10 a MN9 také velký závadný proud a špičkové napětí při přeskakování CLK. Přestože MP13 a MP14 mají stejný poměr šířky a délky, úroveň brány je opačná, takže jsou střídavě zapnuty MP13 a MP14. MP13 hraje dvě hlavní role při odstraňování špičkového napětí. Nejprve zajistěte, aby MP11 a MP12 pracovaly v oblasti nasycení během celého cyklu, aby byla zajištěna kontinuita proudu a zabránilo se napětí při ostré střelbě způsobené aktuálním zrcadlem. Za druhé, nechejte MP13 a MP14 tvořit komplementární trubici. V okamžiku změny napětí CLK se tedy kapacita kanálu jedné trubice nabije a kapacita kanálu druhé trubice se vybije a kladné a záporné náboje se navzájem ruší, čímž se výrazně sníží závadový proud. Podobně bude stejnou roli hrát zavedení MN12.

2.4 Aplikace technologie oprav

Parametry různých šarží trubek MOS se budou mezi oplatkami lišit. Při různých procesních úhlech bude také odlišná tloušťka oxidové vrstvy trubice MOS a odpovídající Cox se také odpovídajícím způsobem změní, což způsobí posun nabíjecího a vybíjecího proudu, což způsobí změnu výstupní frekvence oscilátoru. V návrhu integrovaných obvodů se technologie ořezávání používá hlavně k úpravě odporu a odporové sítě (nebo kondenzátorové sítě). Různé odporové sítě lze použít ke zvýšení nebo snížení odporu (nebo kapacity) pro návrh různých odporových sítí (nebo kondenzátorových sítí). Nabíjecí a vybíjecí proudy IB1 a IB2 jsou určeny hlavně proudem Iref. A Iref = Vdd/2R5. Proto se tento design rozhodl oříznout odpor R5. Ořezová síť je znázorněna na obrázku 3. Na obrázku jsou všechny odpory stejné. V tomto provedení je odpor rezistoru R5 45 kΩ. R5 je zapojeno do série deseti malými odpory s odporem 4,5 kΩ. Spojením drátu mezi dvěma body A a B lze zvýšit odpor R5 o 2,5%a spojením vodiče mezi B a C lze zvýšit odpor o 1,25%mezi A, B a B, C. Všechny pojistky jsou spálené, což zvyšuje odpor o 3,75%. Nevýhodou této ořezávací techniky je, že může pouze zvýšit hodnotu odporu, ale ne malou.

Obrázek 3 Struktura sítě pro opravu odporu

Krok 3: Analýza výsledků simulace

Tento návrh lze implementovat do 0,5 μm CMOS procesu CSMC a lze jej simulovat pomocí nástroje Spectre.

3.1 Vylepšení trojúhelníkové vlny komplementární přepínací trubicí

Obrázek 4 je schematický diagram ukazující zlepšení trojúhelníkové vlny komplementární přepínací trubicí. Z obr. 4 je vidět, že průběhy MP13 a MN12 v tomto provedení nemají při změně sklonu žádné zjevné vrcholy a jev ostření průběhu vlny zmizí po přidání pomocné trubice.

Obrázek 4 Vylepšený tvar vlny komplementární přepínací trubice k trojúhelníkové vlně

3.2 Vliv napájecího napětí a teploty

Z obrázku 5 je vidět, že frekvence oscilátoru se mění na 1,86%, když se napájecí napětí změní z 3V na 5V. Když se teplota změní z -40 ° C na 120 ° C, frekvence oscilátoru se změní o 1,93%. Je vidět, že když se teplota a napájecí napětí značně liší, výstupní frekvence oscilátoru může zůstat stabilní, takže lze zajistit normální provoz čipu.

Obrázek 5 Vliv napětí a teploty na frekvenci

Krok 4: Závěr

Tento článek navrhuje oscilátor řízený proudem pro zesilovače zvuku třídy D. Tento oscilátor obvykle může vydávat signály čtvercových a trojúhelníkových vln s frekvencí 250 kHz. Kromě toho může výstupní frekvence oscilátoru zůstat stabilní, když se teplota a napájecí napětí značně liší. Špičkové napětí lze navíc odstranit také přidáním komplementárních spínacích tranzistorů. Zavedením techniky ořezávání odporové sítě lze získat přesnou výstupní frekvenci za přítomnosti změn procesu. V současné době je tento oscilátor používán v audio zesilovači třídy D.